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單相電機變頻調(diào)速技術(shù)綜述
摘要：單相電機變頻調(diào)速具有相當(dāng)?shù)膶嶋H意義。依據(jù)其調(diào)速的基本理論，就其常用的功率主電路部分和控制方案進行了詳細的分析和綜述，討論了目前研究工作中存在的問題，并對其發(fā)展的方向進行了展望，給出了一些個人的觀點。關(guān)鍵詞：變頻調(diào)速；單相電機；拓?fù)�；控制策�?br />
引言
變頻調(diào)速技術(shù)在異步感應(yīng)電機調(diào)速系統(tǒng)中，以其優(yōu)異的調(diào)速和啟動性能、高功率因數(shù)和節(jié)電效果，而被公認(rèn)為最具發(fā)展前途的調(diào)速手段。
只有兩套繞組的單相交流異步電動機，結(jié)構(gòu)簡單，生產(chǎn)成本低廉，使用維護方便，在小功率電機應(yīng)用方面，如電冰箱、洗衣機、電風(fēng)扇、空調(diào)等家用電器，汽車附件等領(lǐng)域占據(jù)主導(dǎo)地位。但是其工作效率低，僅為60％～70％，運行性能差，啟動轉(zhuǎn)矩小，一般不能應(yīng)用在需要調(diào)速的場合，其轉(zhuǎn)速的調(diào)節(jié)主要采用調(diào)節(jié)端電壓和改變電機極對數(shù)的方法，調(diào)速效果已經(jīng)越來越不能滿足生產(chǎn)和生活的需要。為了彌補單相電機調(diào)速方面的缺陷，追求更高的性能，人們把更多的目光投向了無刷直流電機、永磁同步電機和開關(guān)磁阻電機等。盡管這些電機在工作效率、穩(wěn)定性和出力等方面表現(xiàn)出眾，然而他們共同的致命缺點就是成本太高，難以普及。隨著變頻調(diào)速技術(shù)的日漸成熟，其在單相電機中應(yīng)用的研究也逐漸開展起來。
盡管三相電機的變頻調(diào)速技術(shù)已經(jīng)日漸成熟，但是，單相電機的變頻調(diào)速技術(shù)卻還面臨著以下一些問題：
1）單相電機的繞組不同于三相電機，其主副繞組多為不對稱繞組，副繞組通常串聯(lián)了運轉(zhuǎn)電容，給合成圓形旋轉(zhuǎn)磁場帶來新的問題；
2）單相電機用的變頻調(diào)速逆變主電路結(jié)構(gòu)同樣有其獨特的一面，存在如何獲得合理，高效的逆變電路的問題；
3）針對單相電機變頻調(diào)速，存在采用什么樣的控制技術(shù)，才能使得單相電機獲得與三相電機，甚至與直流電機一樣優(yōu)良的調(diào)速效果的問題。
本文將主要依據(jù)以上3個問題，就單相電機繞組，主電路結(jié)構(gòu)及其控制技術(shù)，對國內(nèi)外單相電機變頻調(diào)速技術(shù)的最新發(fā)展進行了較為詳細的分析和綜述，并在此基礎(chǔ)上對其發(fā)展方向加以探討。
1單相電機繞組分析
根據(jù)單相電機合成磁場的分析[1]，單相電機的定子上嵌放有兩相繞組，設(shè)兩相繞組軸線在空間相距β電角度，兩相繞組中通入相位差為θ的電流，兩相合成圓形旋轉(zhuǎn)磁勢的條件是
式中：FM為主繞組磁勢幅值；
FA為副繞組磁勢幅值。
在單相電機中，定子兩相繞組軸線通常相距90°，為了獲得圓形旋轉(zhuǎn)磁勢，總希望兩相電流相位差等于90°。
參考文獻[2]給出了不對稱繞組單相電機的等效電路，依據(jù)此等效電路，當(dāng)空間電角度β和相位差θ均為90°時，電機在以下條件下滿足圓形旋轉(zhuǎn)磁場的要求，獲得最佳性能：
式中：Imain為主繞組電流；
Iaux為副繞組電流；
a為副繞組與主繞組之間的匝數(shù)比。
繼而得出Imain=αIaux。
實際上，在電機的運行過程中，時刻保持主副繞組電流比值恒定相當(dāng)困難，通常以Vaux=aVmain來近似實現(xiàn)電流比值的恒定。
單相電機多為電容運轉(zhuǎn)式電動機，副繞組中串聯(lián)的電容值，在工頻條件下能使電機獲得較好的運行性能。當(dāng)電機運行在低頻時，隨著電容容抗的增大，副繞組中流過的電流相位與主繞組不再成正交關(guān)系，于是電機出現(xiàn)過熱，轉(zhuǎn)矩降低，脈動轉(zhuǎn)矩增大等問題[3]。所以，目前采用的變頻電路均采用去掉電容，兩相繞組分別控制的方案。但是，去除電容也就意味著要增大加在副繞組上的電壓值。
2逆變器主電路結(jié)構(gòu)拓?fù)?br />
2.1半橋逆變電路
由于只需要輸出兩相電壓，使得單相電機半橋逆變電路結(jié)構(gòu)簡單，僅僅需要4只功率變換器件組成兩個橋臂即可，如圖1所示。半橋逆變電路具有結(jié)構(gòu)簡單，功率開關(guān)器件數(shù)目最少，成本低廉，穩(wěn)定性高等優(yōu)點。
但是，對于單相電機，采用半橋逆變電路面臨這樣一個問題：由于電機的兩相電流I1及I2在相位上相差90°，因而流向中性點N的兩相電流之和I是兩相電流的矢量和。
對于用兩只電容串聯(lián)構(gòu)造中點的電源，回饋電流I會使得前級變頻電源輸出電壓波動加大，迫使電源加大輸出電容；同時，由于負(fù)載不對稱帶來的直流偏量還會使得中點電位向正（或負(fù)）方向持續(xù)漂移，給供電帶來極大影響。所以，如何獲得高質(zhì)量的雙極性直流電源是采用半橋逆變電路的關(guān)鍵所在。在參考文獻[4]中，提出了一種采用Cuk和Sepic電路并聯(lián)方式，來獲取雙極性直流電源的方式。但受到功率開關(guān)容量的限制，功率和輸出電壓的大小都有待提高，整個電路的實用性還有待驗證。
2.2全橋逆變電路
普通全橋逆變電路每相由4只功率開關(guān)器件組成，兩相繞組共需8只功率開關(guān)器件，如圖2所示。同半橋逆變電路相比，功率開關(guān)器件數(shù)量比為2：1，結(jié)構(gòu)上變得復(fù)雜，在穩(wěn)定性和經(jīng)濟適用方面都不如半橋電路。但是，全橋逆變電路不再需要對稱正負(fù)輸出電源，而只需要單路穩(wěn)壓電源即可。兩相繞組的電流也不再對電源形成大的干擾。同時全橋電路的直流電壓利用率也比半橋電路要高。
鑒于開關(guān)器件的數(shù)目較多，在實際應(yīng)用中將圖2中中間兩只橋臂合二為一，成為兩套繞組的公共橋臂，就得到了圖3所示的兩相三橋臂全橋逆變電路[5]。其中的公共橋臂分別同左、右橋臂組合，構(gòu)成兩相全橋逆變。
兩相三橋臂全橋逆變電路繼承了全橋逆變電路的優(yōu)點，同時有效地減少了開關(guān)器件的數(shù)目。在直流電壓Ud相同的情況下，其輸出電壓值可達到全橋電路的70％以上。在逆變橋結(jié)構(gòu)上，兩相三橋臂電路同三相半橋逆變電路完全一致，因此，容易從已有的六單元功率模塊移植過來使用，其輸出也可在三相同兩相之間靈活轉(zhuǎn)換。而目前三相逆變電路用的六單元功率模塊的發(fā)展已經(jīng)頗為成熟，尤其是在小功率應(yīng)用場合。
3控制技術(shù)
單相電機采用半橋逆變電路時，由于主電路結(jié)構(gòu)類似，諸如SPWM和SVPWM等調(diào)速技術(shù)可以方便地移植到單相電機調(diào)速中來。以下討論控制技術(shù)時，為了分析方便，均假設(shè)電機的兩相繞組對稱，即兩相繞組相同，空間上相互垂直。同時假定正負(fù)電源對稱，幅值恒定，中性點N不因電流I的注入而浮動。
3.1半橋SPWM控制
單相電機采用SPWM控制技術(shù)時，由于要保證兩相繞組中的電流相位差為90°，所以，兩路調(diào)制信號的相位相應(yīng)地也要設(shè)定為相差90°。SPWM控制的優(yōu)點是諧波含量低，濾波器設(shè)計簡單，容易實現(xiàn)調(diào)壓、調(diào)頻功能。但是，SPWM的缺點也很明顯，即直流電壓利用率低，適合模擬電路，不便于數(shù)字化方案的實現(xiàn)。半橋SPWM控制技術(shù)的研究已經(jīng)相當(dāng)成熟，有關(guān)的文獻資料也比較多，在此不再做過多的分析。
3.2半橋SVPWM控制[6]
依據(jù)電機學(xué)的知識可知，電壓空間矢量同氣隙磁場之間存在如下關(guān)系：
U=dφ/dt（4）
通過控制電壓空間矢量來控制電機氣隙磁場的旋轉(zhuǎn)，所以SVPWM控制又稱為磁鏈軌跡控制。
開關(guān)器件S1和S2，S3和S4的開關(guān)邏輯互補，則4只開關(guān)器件只能產(chǎn)生4個電壓矢量。依據(jù)參考文獻[6]的作圖方法可得到圖4所示的電壓矢量圖。
從矢量圖來看，在兩相半橋逆變電路中，不會產(chǎn)生零電壓矢量。為了合成一個幅值為Uα，相角為α的電壓矢量，在矢量分解時，其X軸的分量要有E1和E2共同完成，而Y軸分量要由E3和E4共同完成。
在一個開關(guān)周期T內(nèi)，E1作用的時間為t1，則E2作用的時間為T－t1。E3作用的時間為t2，而E4作用的時間為T－t2。根據(jù)矢量分解可以得到式（5）和式（6）（矢量E1，E2，E3，E4的大小均為Ud/2）
又因t1(t2)?T，所以?Ud/2。即半橋逆變電路在采用SVPWM控制時，輸出相電壓的最大值為Ud/2。
3.3兩相三橋臂全橋逆變SPWM控制[7]
采用SPWM控制時，由N1及N2構(gòu)成的公共橋臂要同時接入電機的兩相繞組中，所以在調(diào)制時，公共橋臂的調(diào)制波就不同于A及B橋臂的調(diào)制波。
整個逆變電路具體調(diào)制方法為：在載波相同的情況下，A及B相調(diào)制波為正弦波，相位上A相超前B相90°（電機正轉(zhuǎn)，反之，B相超前A相90°，則電機反轉(zhuǎn)）；公共橋臂則采用恒定占空比的方法調(diào)制，上下橋臂占空比均為50％，如圖5所示。
根據(jù)圖示的電路工作波形，在一個開關(guān)周期內(nèi)輸出電壓的平均值：
在SPWM調(diào)制中，D=(1＋msinωt)，代入式(7)可得：(t)=mUdsinωt。當(dāng)開關(guān)頻率遠大于輸出電壓頻率時，輸出電壓的瞬時值uo(t)≈(t)。
如此在A及B繞組上得到幅值相等，相位相差90°的正弦電壓。電壓幅值與調(diào)制度m成正比。當(dāng)m=1時，輸出電壓峰值達到最大，為Ud/2。依據(jù)電機的V/f曲線和輸出電壓與m的關(guān)系，即可實現(xiàn)兩相電機的變壓變頻調(diào)速控制。
3.4兩相三橋臂全橋逆變SVPWM控制[5]
逆變電路中，功率器件的每一種通電模式，都能在電機中生成一支空間電壓矢量。對于兩相三橋臂逆變電路，根據(jù)同一橋臂上下開關(guān)互補導(dǎo)通的原則，三個橋臂共產(chǎn)生8種開關(guān)組合模式，可以在電機繞組上得到8支空間電壓矢量，它們以V(A，N，B)來表示。其中A=1時，表示A1導(dǎo)通，A2關(guān)斷；A=0時，表示A1關(guān)斷，A2導(dǎo)通，其余類推。8支矢量如表1所列。
表18支空間電壓矢量關(guān)系組合
V
非零矢量
零矢量
無用
A
1
0
0
1
0
1
1
0
N
0
0
1
1
0
1
0
1
B
0
1
1
0
0
1
1
0
忽略繞組電阻壓降時，非零電壓矢量的幅值為
|V(1,0,0)|=|V(0,0,1)|
=|V(0,1,1)|=|V(1,1,0)|=Ud（8）
|V(1,0,1)|=|V(0,1,0)|=Ud（9）8支矢量中，兩個零矢量位于坐標(biāo)原點，其余6支根據(jù)繞組軸線以圖6所示方式分布。電壓空間矢量都可以由與之相鄰的兩個基本矢量和零矢量組合而成。矢量V(1,0,1)和V(0,1,0)在矢量合成時可有可無。為了計算的方便，只使用4只位于坐標(biāo)軸上矢量和兩只零矢量來合成電壓空間矢量。（10）
t0=T－t1－t2由t1＋t2?T，得?Ud/，即輸出相電壓最大值為Ud/。
4結(jié)語
1）單相電機逆變主電路的結(jié)構(gòu)主要分為全橋和半橋兩種。半橋電路結(jié)構(gòu)簡單，成本低廉，要求前級電源能穩(wěn)定提供正負(fù)對稱輸出。
2）全橋逆變電路，由于兩相三橋臂需要的開關(guān)器件相對較少，易于采用三相電路中六單元功率模塊，比起8只開關(guān)器件組成的全橋逆變電路優(yōu)勢明顯。
3）半橋電路采用SPWM和SVPWM控制時，輸出電壓最大值相同；在全橋電路中，SVPWM的直流電壓利用率比SPWM要高出41％。SVPWM控制易于數(shù)字化的實現(xiàn)，合理安排矢量作用順序，能有效減小開關(guān)損耗。
4）從以上控制方案來看，普遍存在的問題為直流電壓利用率較低。如何提升電壓利用率是單相電機變頻調(diào)速要克服的問題之一。單相電機的旋轉(zhuǎn)磁場中存在有3次及5次等低頻諧波，所以，在選用控制方案時要注意低頻諧波的削弱。單相電機兩套繞組垂直分布，彼此之間的互感接近于零，在采用更復(fù)雜的控制策略，如轉(zhuǎn)矩直接控制時，會起到簡化復(fù)雜程度的作用；同時，還可以利用兩套繞組電流之和來確定磁場的位置，為電機氣隙磁場的檢測提供了一個有效、簡便的途徑。
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